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摘要
本文讨论了为射频电路和模拟传感器等敏感负载供电时，升压转换器的关键设计考量。轻载条件下，转换器可能进入断续导通模式(DCM)，导致噪声增加。本文通过一个设计示例，回顾了元件选型和仿真结果，展示了如何满足低噪声要求。
引言
在轻载条件下为敏感负载设计升压转换器时，需要在效率与噪声之间进行关键权衡。在此条件下，转换器可能转入断续导通模式(DCM)，导致纹波和电磁干扰(EMI)增加。以下设计示例探讨了如何通过谨慎选择器件和工作模式来实现最佳平衡。
设计示例
在本例中，转换器需在2MHz开关频率下输出34V/80mA。系统提供两种可能的输入电源轨：12V和28V。主要要求是输出纯净、开关噪声极小且解决方案尺寸紧凑。在升压转换器设计中，首要步骤是确定开关电流。开关电流不同于负载电流，因为它是开关导通期间为电感充电的输入电流。开关电流可通过从输出电流需求反推得出：
按经验法则假设效率为90%：
各电源轨对应的平均输入电流为：
假设电感电流纹波为40%，将平均输入电流乘以1.2（±20%）以估算峰值电感电流，即峰值开关电流：
额定开关电流为0.5A且输出电压能力达40V的器件可同时支持上述两种情况。升压转换器的占空比计算公式如下：
针对两种输入选项：
所需电感值可计算如下：
其中，∆Isw为开关纹波电流。为实现连续导通模式(CCM)运行，选取0.3A的纹波电流值，得出以下电感值：
由于电感器通常具有±20%的容差，故选取L1 = 15μH和L2 = 10μH。注意，上述计算不依赖于特定器件的公式；其基于通用升压转换器关系式，因此适用于任何IC。设置开关频率和反馈的公式因器件而异，应从数据手册中获取。
本设计考虑了两款器件：LT8336和LT8330。LT8336集成40V/2.5A开关，采用同步整流架构及Silent Switcher®第二代技术，通过内部反向电流路径降低热回路磁场辐射。LT8330为异步器件，集成60V/1A开关，未采用Silent Switcher技术。LT8336支持Burst Mode®和跳脉冲模式，每种模式均可选择开启或关闭扩频调频(SSFM)功能。由于80mA属于轻载，所选工作模式对噪声性能影响显著。在Burst Mode下，转换器工作于DCM，电感电流降至0A。此模式效率最高，因为仅在需要时才传输能量；但有效开关频率随负载变化，且突发脉冲电流幅值由IC内部设定。在跳脉冲模式下，转换器继续以设定频率开关，仅在所需功率较小时跳过完整周期。图1展示了12V输入下LT8336的LTspice®原理图。两个电路的唯一区别在于SYNC/MODE引脚设置，用于选择Burst Mode或跳脉冲模式。结果如图2所示。在Burst Mode下，电感电流I(Lo1)达到约0.7A，是负载电流的八倍以上。电流呈断续状态，有效开关频率低于设定的2MHz，可能增加EMI和噪声。在跳脉冲模式下，I(Lo2)保持在2MHz附近，与计算电流水平一致，且保持连续，从而降低了EMI和输出纹波。在28V输入下，图3展示了与图1相同原理图的仿真结果，但使用了前述计算的10μH电感。突发脉冲电流幅值保持不变，而跳脉冲模式仅勉强维持连续，短暂接近0A，如图4所示。
图1：SYNC/MODE引脚连接设置轻载工作模式
图2：12V输入下Burst Mode（蓝色）和跳脉冲模式（黄色）的电感电流
图3：28V输入下Burst Mode（青色）和跳脉冲模式（黄色）的电感电流
图4：28V输入下Burst Mode（青色）和跳脉冲模式（黄色）电感电流的放大视图
基于开关电流的IC选型
图2显示LT8336在跳脉冲模式下保持CCM运行，并受益于Silent Switcher技术，因此设计方案有效。然而，由于LT8330开关电流较低，对其进行评估仍有价值。LT8336的额定开关电流为2.5A，数据手册中的典型过流限制(OCL)为3A。对于限流值由内部设定的单片稳压器，电感饱和电流应满足I(sat) > 1.2 × I(OCL)。这往往迫使选用更大的电感，导致尺寸增大、磁芯损耗增加，并可能加剧EMI。因此，选用开关电流较低的器件有助于缩小解决方案尺寸并降低存储磁能。图5展示了12V输入下LT8330的LTspice原理图。图6的仿真结果显示电感电流连续，峰值和谷值与初始计算结果及LT8336跳脉冲模式下的情况一致。图7展示了28V输入下同一电路使用10μH电感的情况。此时电流变为断续状态，交替出现大小不一的电流峰值。这种现象是由逐周传输电流的变化以及开关节点振铃引起的。
图5：基于LT8330的12V输入设计
图6：12V输入下LT8330的电感电流
图7：28V输入下LT8330的电感电流
添加二阶输出滤波器
由于寄生电感和电容以及开关FET的快速电压和电流瞬变，开关稳压器会产生高频噪声。图8显示了LT8330的输出纹波，仿真值约为9mV。二阶LC滤波器可在噪声到达负载之前将其衰减。另一种方法是使用低压差(LDO)稳压器进行后级调节，但这会增加功耗，且在较高输出电压下可能不切实际。此外，选择2MHz开关频率旨在最小化解决方案尺寸。然而，该频率高于大多数LDO的环路带宽，因此与LDO电源抑制比(PSRR)通常更有效的较低开关频率相比，使用LDO进行后级调节提供的衰减效果较差。
对于串联电感，建议取值为100nH至500nH，以避免减缓从输入到输出的能量传输，并优选低直流电阻(DCR)以最小化压降。对于给定的截止频率，较大的电感允许使用较小的电容。滤波器截止频率应设置在稳压器环路带宽之外。可使用LTpowerCAD®估算带宽；对于LT8330设计，带宽约为13kHz。一种实用的选择是将滤波器截止频率设置在环路带宽之上约一个十倍频程、开关频率之下约一个十倍频程处。选取C = 4.7μF和L = 0.3μH可得：
图8：LT8330的输出纹波，显示约9mV纹波及FET瞬变期间的高频分量
滤波器原理图如图9所示，仿真结果如图10所示。C2的取值应为C1的四到五倍。C2与R1共同构成滤波器的阻尼网络。R1的值计算如下：
仿真显示在2MHz开关频率下衰减约为47dB。将该滤波器添加到LT8330输出端（图11）可显著减少高频分量，如图12所示。尽管LT8336已采用Silent Switcher技术，但在敏感负载应用中，二阶输出滤波器仍有助于进一步降低高频噪声。
图9：LT8330附加输出滤波器原理图
图10：附加滤波器的仿真频率响应
图11：连接到LT8330的附加输出滤波器
图12：添加附加滤波器后LT8330的仿真输出纹波
关键步骤回顾
1. 开始升压转换器设计时，首先计算输入电流以便正确选择IC。
2. 对于轻载低噪声紧凑型设计，应力求使转换器保持CCM运行。
3. 如有可用选项，优先选择跳脉冲模式或强制连续导通模式。
4. 选择的开关电流应高于所需输入电流，但避免余量过大，否则为满足I(sat) > 1.2 × I(OCL)可能被迫使用更大的电感。
5. 轻载时，从较低输入电源轨升压通常更为可取，因为较高的输入电流有助于维持CCM。
6. 二阶输出滤波器可有效抑制敏感负载应用中的高频噪声。
7. 应将滤波器置于稳压器控制环路之外，以免影响环路稳定性。
结语
为敏感的射频电路和模拟传感器设计升压转换器时，需要在每个阶段都予以精心考量，包括IC选型、电感规格、工作模式、输出滤波等。首先计算输入电流，选择合适的开关电流额定值，既保持设计紧凑，又避免被迫使用过大的电感。相较于Burst Mode，选择跳脉冲模式可在轻载下保持连续导通，使有效开关频率保持稳定且EMI可预测。当存在两个输入电源轨可供升压时，轻载下通常首选较低电源轨作为起点，因为较高的输入电流有助于维持CCM。若开关噪声仍是关注重点，置于控制环路之外的二阶LC输出滤波器可提供显著衰减；仿真结果显示在2MHz下抑制效果约为47dB，且不影响环路稳定性。综合运用上述方法，可在空间受限的设计中切实满足严格的噪声预算要求。
作者简介
Rani Feldman于2017年加入ADI公司，担任资深现场应用工程师。此前，他曾在凌力尔特（现为ADI公司的一部分）工作了三年。Rani拥有以色列阿夫卡学院电子工程学士学位和以色列霍隆理工学院工商管理硕士学位。
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